АППА перспективным является применение униполярных и биполярных транзисторов средней и большой мощностей, обладающих линейной характеристикой в широком ДД. Антенны, построенные на базе полевых транзисторов [90, 91, 92], обладают, кроме того, лучшей в сравнении с антеннами на биполярных транзисторах развязкой излучателей с питающими линиями передач за счет малого значения модуля коэффициента передачи в обратном направлении 5i2 матрицы рассеяния АП. Это особенно важно в активных ФАР [93]. Пример использования транзистора с тиироким ДД в приемном канале АППА, построенном по схеме, антенна - фильтр , рассмотрен ниже.

Выбор типа и глубины обратной связи в активных антеннах определяется компромиссным решением по расширению ДД по уровню входных сигналов, допустимому снижению коэффициента усиления и увеличению коэффициента шума. Последние два параметра АП, как будет показано в § 7.5, непосредственно определяют коэффициент эффективности Кэфф приемного канала АППА. В общем случае коэффициент шума АП с обратной связью равен произведению трех следующих величин [94]: Fo - оптимального коэффициента шума АП; f(h)-параметра, характеризующего увеличение коэффициента шума за счет неоптимального импеданса источника сигнала, и f(R) - параметра, определяющего изменение коэффициента шума за счет введения обратной связи.

Компромиссное решение по коэффициенту эффективности и ДД состоит в том, что обратная связь вводится во втором каскаде схемы. В такой схеме величина коэффициента шума определяется в основном шумовыми параметрами 1-го каскада, и введение обратной связи не ухудшает чувствительности антенны.

Повышение помехоустойчивости широкополосного приемного канала АППА может быть обеспечено построением его по многополосной схеме, когда АЧХ канала синтезируется [95] из АЧХ нескольких узкополосных подканалов, включенных на выход собственно антенны. Структурная схема многополосной приемной антенны аналогична ранее рассмотренной схеме многоканальной передающей антенны (см. рис. 7.3) и включает собственно антен-ру, усилительно-фильтрующие элементы подканалов и сумматор. К подканалам многополосной активной антенны (МПАА) предъявляются следующие основные требования: постоянство характеристик узкополосных подканалов в индивидуальном и многополосном включении; независимость параметров системы от количества подключенных подканалов; постоянство входных и выходных импедансов.

Отличительной особенностью МПАА является отсутствие переключающих или перестраиваемых элементов. Помехоустойчивость такой антенны с АП в каждом подканале выше, чем широкополосной антенны с такой же полосой пропускания и одним широкополосным АП. Такой вывод очевиден, если рассматривать каждый подканал МПАА как изолированную узкополосную активную антенну, имеющую, как известно, лучшие характеристи-

ки по электромагнитной совместимости. Важным преимуществом МПАА является возможность получения путем регулировки коэффициентов усиления подканалов любой (в рамках ступенчатой аппроксимации) результирующей АЧХ.

В заключение укажем на возможность неискаженного приема полезного сигнала в условиях, когда динамический диапазон входных сигналов превышает ДД приемного канала АППА при сравнительно большом уровне полезного сигнала с помощью АРУ, которая может быть осуществлена ограничителями на p-i-n-диодах. Ограничители, включенные на входе АП, с системой АРУ эффективно подавляют сигналы с большой амплитудой. Применение p-i-n-диодов в таких ограничителях обусловленно следующими факторами: 1) сопротивление диода для ВЧ сигнала можно изменять в диапазоне до 30 дБ, 2) емкость р-г-тг-диода составляет несколько десятых долей пикофарады и практически не влияет на добротность и настройку входных цепей; 3) р-1-7г-диоды практически не создают собственных шумов [96], поэтому ограничитель не влияет на чувствительность приемного канала; 4) p-i-n-диоды имеют малый уровень перекрестных искажений.

7.4. СРАВНИТЕЛЬНАЯ ОЦЕНКА УРОВНЯ

ИНТЕРМОДУЛЯЦИОННЫХ ИСКАЖЕНИЙ АКТИВНЫХ ПРИБОРОВ. ДИНАМИЧЕСКИЙ ДИАПАЗОН

Наиболее опасным нелинейным явлением для приемного резонансного канала АППА является интермодуляция третьего порядка вида 2fi-/2, когда частоты Д и /2 близки к частоте настройки приемника и канала АППА. Интермодуляционные искажения (ИМИ) представляет собой выраженное в децибелах относительное значение интермодуляционных составляющих третьего порядка Мз для двухтонового узкополосного сигнала с равными амплитудами, которое определяется следующим образом:

ЛГз - 20 Ig ({/ 3,3/f/ s 1.2), (7.5)

где Ubux 1,2 - амплитуда составляющей спектра выходного сигнала с частотой одного из основных тонов fi или /2; f/выхз - амплитуда комбинационной составляющей третьего порядка с частотой / =2/2-или / =21-/2.

Исследования ИМИ транзисторных усилительных каскадов, работающих при малых искажениях сигнала (соответствующих близкой к линейной зависимости Мз от мощности обоих тонов в нагрузке), обычно проводятся на линейных моделях транзисторов, в которые вводятся нелинейности некоторых элементов модели. Одна из наиболее полных нелинейных частотно-зависимых моделей [97] имеет четыре вида нелинейности. Погрешность расчета ИМИ, как следует из экспериментальных данных работы [97], может достигать 10 дБ.

В ряде случаев количество нелинейностей в модели транзистора может быть уменьшено до двух: экспоненциальная нелиней-

ность и нелинейность емкости коллекторного перехода [98]. Проведенные по предложенному в [98] алгоритму расчеты уровня ИМИ показали, что при изменении емкости коллекторного перехода Ск на порядок величина Мз изменяется в пределах - (49±П) дБ и -(85+6) дБ при токах коллектора 20 и 100 мА соответственно. Существенный разброс по уровню ИМИ происходит при варьировании индуктивностью эмиттерного вывода в десятикратном диапазоне.

Результаты расчета, проведенные с использованием как наиболее полной частотно-зависимой модели транзистора, так и упрощенной модели с двумя нелинейностями, могут давать весьма значительные погрешности. По указанной причине целесообразно расчет ИМИ проводить путем идентификации элементов модели АП с использованием экспериментальных зависимостей ИМИ, снятых: в сравнительно небольшой полосе частот; при некоторых значениях расстройки Afi,2=/2-/i; в зависимости от предельного уровня входных сигналов. Помимо указанной цели, экспериментально полученные данные по уровню ИМИ могут носить н самостоятельный характер, в частности, на этапе эскизного проектирования приемного канала АППА, когда необходимо провести выбор транзистора для использования в антенне.

Структурная схема измерений уровня ИМИ включает сумматор, генераторы с частотами fi и [г, а также индикаторную часть, в которую входят измерительный приемник и (или) анализатор спектра. Применение анализатора спектра позволяет измерять уровень ИМИ около - (404-60) дБ и выше. Более низкий уровень может быть определен с использованием измерительного приемника. Измерению ИМИ транзисторов предшествует проверка чистоты входного сигнала и линейности тракта по зависимости подавления гармоник от уровня входного сигнала, коэффициента усиления измерительного тракта. Уровень ИМИ экспериментальной установки должен быть ниже уровня ИМИ транзисторов, по крайней мере, на 10 дБ и более.

Основные экспериментальные зависимости уровня ИМИ СВЧ транзисторов метрового диапазона волн рассмотрим на примере конкретных типов транзисторов.

Характер экспериментальных зависимостей MsfiUexi, Ubx2) при Ubxi = Ubx2 следующий: при увеличении уровня входных сигналов величина ИМИ повышается, при некотором значении Ubx\=Ubx2 происходит насыщение Мз. Зависимость уровня интермодуляции от /вх1 = /вх2 для транзистора типа КТ637А-2 (схема включения ОЭ), измеренная при A/i,2=(/2-/1)=2МГц и коллекторном напряжении /к=5 В, приведена на рис. 7.8. Анализ зависимостей Л1з=/(/вхь U3X2), полученных для некоторых типов транзисторов, показывает, что граница насыщения зависит от режима по постоянному току, отодвигаясь в сторону больших значений {/вх1 = /вх2 при возрастании начального значения тока коллектора /к нач. Величина ИМИ при возрастании уровней входных воздействий увеличивается. Скорость увеличения