12. 13. 14.

16. 17.

Ikeno N. Fundamental principles of designing filters with distributed elements - Eiec. Commun. Lab. Tech. Rept. , 1955, v. 4, N. 3, p. 379-417. Matsumoto A. Limiting cases of composite Brune sections. --cBull Res Inst Appl. Elec. , Hokkaido Univ., 1967, v. 19, N. 4, p. 174-203. Nagai N., Matsumoto A. Impedance transformers. - .\lonograph Ser Res Inst. Appl. Elec. , Hokkaido Univ., 1964, N. 12, p. 31-64.

Matsumoto A. Basic rational sections for microwave filters. - Monograph Ser. Res. Inst. Appl. Elec. , Hokkaido Univ., 1968, N. 16.

Matsumoto A. Darlington type-D section made with two lengths of 2-wire lines.- Monograph Ser. Res. Inst. Appl. Elec. , Hokkaido Univ., 1964 N. 12, p. 65-87.

Saito N. Cascade synthesis of distributed parameter admittance. - J. Inst. Elec. Commun. Engr. , Japan, 1966, v. 49, N. 9, p. 1667-1672 (на японском языке).

Ikeno N. Synthesis of distributed constant networks. - J. Inst Elec Commun. Engr. , Japan, 1959, v. 42, N. 6, p. 585-591.

Ishii J, Construction of quasi-Iadder distributed networks. - Рарег presented at the Joint Meeting of Elec. Insts. , Japan, 1958 (на японском языке). Nagai N. Complex transmission zero of distributed parameter networks.- J. Inst. Elec. Commun. Engr. , Japan, 1967, v. 50, N. 9, p. 1640-I64I (на японском языке).

ГЛАВА 7

Устройства на многопроводных линиях

Акио Матсумото

Многопроводные линии находят большое применеине. Например, известно, что четвертьволновый трансфор.матор можно выполнить с помощью коаксиальной линии. Дальнейшее его усовершенствование и улучшение можно осуществить, используя двухпроводную линию (над зе.млей или в экране). Улучшение сводится к расширению рабочей полосы и увеличению коэффициента трансформации. Двухпроводная линия ) сама по себе образует направленный ответви-тель. Другие устройства, такие как симметрирующие трансформаторы и гибридные схемы, также можно реализовать с по.мощью многопроводных линий.

Этн новые типы устройств рассмотрены в данной главе. Они имеют характеристики затухания типа фильтров верхних частот и выполняют дополнительную функцию преобразования сопротивлений.

Обозначения, принятые в этой главе, указаны в гл. 5.

7.1. ТРАНСФОРМАТОРЫ СОПРОТИВЛЕНИЙ Общие соображения

Обычные трансформаторы состоят из двух сильно связанных катушек с большой взаимной индуктивностью. Однако на высоких частотах такие трансформаторы работают плохо из-за поверхностного эффекта в магнитном сердечнике и наличия распределенных емкостей между обмотками. Поэтому в качестве трансформатора сопротивлений (но с конечным временем задержки) может использоваться четвертьволновая коаксиальная линия с волновым сопротивлением Zq, включенная между двумя сопротивлениями Zi и Z2.

Условие идеального согласования {ZiZ2=Zo) хорошо известно. Если Z2 больше или меньше, чем Zq, то соответственно Zj должно быть меньше или больше Z2. Такая коаксиальная линия, рассматриваемая как трансформатор, формально не эквивалентна идеальному трансформатору. Идеальный трансформатор однозначно определяется отношением витков п. Коэффициент трансформации коаксиального трансформатора зависит от его нагрузочных сопротивлений. Идеальный трансформатор действует одинаково хорошо на всех частотах, а коаксиальный трансформатор работает как

Здесь и далее термин п-проводная линия (п=1, 2, 3, ...) относится к линии из п. проводников с (rt-f 1)-м обратным проводом, которым служит экран или земля. - Прим. перев.

идеальный трансформатор только на одной частоте. При этом входное сопротивление не постоянно, а изменяется с частотой по модулю и фазе.

Практический способ расширения рабочей полосы коаксиального трансформатора состоит в создании реактивного компенсирующего элемента. Компенсация обычно осуществляется со стороны низкоомного входа включением короткозамкнугой линии параллельно с нагрузочным сопротивлением. Тот же самый эффект можно получить включением разомкнутой линии последовательно с нагрузочным сопротивлением со стороны высокоомного входа. Первый случай можно назвать компенсацией реактивной прозодимо-сти, второй - компенсацией реактивного сопротивления. Недостатком второго способа является то, что последовательный разомкнутый отрезок линии можно реализовать только двойной коаксиальной или многопрозодной линией.

Таким образом, высокочастотный трансформатор обычно состоит из коаксиальной линии и короткозамкнутого отрезка, включенного параллельно со стороны низкоомного входа. Такая структура относится к классу схем верхних частот в том смысле, что она пропускает только частоты, превышающие некоторое значение Q = X/i = tg р/(р/= Ро = л/2 на средней частоте полосы пропускания). Между коэффициентом трансформации и граничной частотой существует соотношение, согласно которому при большем значении коэффициента трансформации N граничная частота Qc также должна быть большой и, следовательно, полоса пропускания будет узкой. Вне полосы пропускания схема обладает низким коэффициентом передачи.

Этот раздел посвящен имиедансным трансформаторам, построенным с помощью многопроводных линий. Их характерное свойство состоит в том, что эквивалентные схемы содержат идеальные трансформаторы, даже если фактически существующие цепи состоят только из многопроводных линий.

L+Z,

1 + Я* - 2

(7.1)

граничная (7.2)

(7.3)

[Z (L + Z )]/2

Коэффициент трансформации сопротивления Л : частота цепи Qc определяются выражением:

= (ZJZ \ = 1 + {ZJD, = {ZjLyn

Величины .V и Qc связаны соотношением

= 1 + Q2 .

Отсюда видно, что чем больше N, тем уже полоса пропускания.

Вместо компенсации реактивной проводимости со стороны низкоомного входа можно произвести компенсацию реактивного сопротивления со стороны высокоомного входа, но ограничения для Л/ и Qc остаются неизменными.

Двухпроводные трансформаторы

Двухпроводный трансформатор типа Т-1 Если отрезок линии, соответствующий компенсирующей реактивной проводимости L коаксиального трансформатора (см. рис. 7.1), распо-

Т-1 JL

-к fo.

-с2 2<

T-t i

Рис. 7.2. Двухпроводные трансформаторы Т-1, Т-2 и Т-3, соответствующие ограничению (1+t32c)-*:i7V2 l+Qc, и Т-4, соответствующий ограничению I+QcA

Коаксиальные трансформаторы

Основной частью коаксиального трансформатора является коаксиальная линия с волновым сопротивлением Zq, дополненная шунтирующей реактивностью (короткозамкнугой линией) со сто-

Рнс. 7.1. Коаксиальный трансформатор с компенсацией реактивной проводимости со стороны низкоомного входа соответствующий условию

iV2=l+fi2

роны низкоомного входа (рис. 7.1). Параллельный шлейф действует как компенсатор реактивной проводимости. Волновые проводимости цепи равны:

ложен внутри экрана основной коаксиальной линии, то схема становится двухпроводным трансформатором типа Т-1 (рис. 7.2). Структура по-прежнему остается цепью верхних частот, имеющей коэффициент трансформации сопротивлений iV и граничную частоту Qc, которые связаны соотношение.м:

(1+Q2)-.;V1+Q2 (Л = 2А). (7.4)

Ширина рабочей полосы этой схемы не больше, чем в случае коаксиального трансформатора, показанного на рис. 7.1.

Двухпроводный трансформатор типа Т-2. Трансформатор типа Т-2, структура которого представлена на рис. 7.2, аналогична одновитковому трансформатору с рассеянием, используемому на более низких частотах. Для схемы справедливо соотношение:

(1+Q2)-</V< 1+Q2 (/V* = Z ,/Z,i). (7.5)

Двухпроводный емкостный трасформатор ти-п а Т-3. Структуру трансформатора типа Т-3, показанную на рис. 7.2, можно получить, оасполагая отрезок линии последовательного компенсирующего элемента внутри основной коаксиальной линии. Однако для этой схемы остается в силе ограничение (7.5), и она не имеет преимуществ перед обычным коаксиальным трансформатором.

Двухпроводный трансформатор типа Т-4. Структура трансформатора типа Т-4, изображенная на рис. 7.2, является рациональной цепью, пропускающей верхние частоты. Коэффициент трансформации сопротивлений и граничная частота цепи Qc связаны соотношением.

1 + Q= > = (ЪМ>- (7-&)

Сравнивая это соотношение с соотношением (7.3) для коаксиального трансформатора, .можем отметить, что значение Qc для этой схемы при данном значении Л можно получить меньшим, чем для коаксиального трансформатора.

Трехпроводные трансформаторы

Если к коаксиальному трансформатору с компенсацией реактивной проводимости или реактивного сопротивления добавить дополнительный компенсирующий элемент, полоса пропускания расширится. Полученная цепь будет цепью третьего порядка, и ее можно реализовать трехпроводной линией. Для реализации цепи существуют четыре типа структур: В-1, В-2, В-3 и В-4 (см. рис. 636).

Если рассматривать эти структуры как цепи верхних частот в рамках теории волновых параметров, то имеются только четыре условия (условие прохождения верхних частот, граничная частота, коэффициент трансформации и уровень сопротивления) для определения шести параметров линии. Коэффициент трансформации сопротивлений Л определяется отношением волновых сопротивлений 2oi:Zo2 или Zo2-Zoi на средней частоте полосы пропускания (т. е. при А, = оо). Математический анализ показывает, что допустимые верхний и нижний пределы Л определяются выражениями:

Лм = (1+Й?)/-Йс ИЛИ

+ Йс. (7-7)

(1+Q3)3/2 + Q3]-i (7.8)

На рис. 7.3 показана область допустимых значений Л в зависимости от Qc. Чем уже полоса пропускания, тем шире область допустимых значений коэффициента трансформации сопротивлений. Если, например, Qc=l, го отношение граничных частот пер-

) Имеются п may частоты по пччяле м - Прим перев

вой полосы пропускания равно Г. 3, а коэффициент трансформации сопротивлений № можно выбрать в пределах от (V+l) до

(2/Т-Ы)-2.

Рис. 7.3. Область допустимых значений и Qe для соединений типов. В-1, В-2, В-3, В-4

(В-З и В-4 соответственно обратны соединениям В-3 и В-4, показанным на рнс. 6 36)

7.2, СИММЕТРИРУЮЩИЕ ТРАНСФОРМАТОРЫ

Симметрирзгющий трансформатор как цепь с тхюмя входами

Симметрирующие трансформаторы широко используются в СВЧ трактах, например, при соединении между собой коаксиальной линии и симметричного фидера. Симметрирующий трансформатор является, по существу, цепью с тремя входами, в которой один из входов используется для подключения коаксиальной линии, а два других входа - для подключения симметричной двухпроводной линии (над землей или в экране).

Идеальный симметрирующий трансформатор можно представить соединением нескольких идеальных трансформаторов только на низких частотах. Существуют два вида идеальных сим.метри-рующих трансформаторов (рис. 7.4аи б). Первый из них дает сбалансированные напряжения [/2=-Liz, на балансных выходах 2 и 3, но токи через зажимы 2 и 5 необязательно сбалансированы (как например, при неравных нагрузках), так что сум-